同步整流技術(shù)在正激變換器中的應(yīng)用研究

　　1 引言

　　近年來隨著電源技術(shù)的發(fā)展，同步整流技術(shù)正在低壓、大電流輸出的dc/dc變換器中迅速推廣應(yīng)用。在低壓、大電流輸出的情況下，輸出端整流管的損耗尤為突出。例如，對采用1.5v、20a電源的筆記本電腦而言，此時超快恢復(fù)整流二極管的損耗已經(jīng)超過電源輸出功率的50%，即使采用低壓降的肖特基整流二極管，損耗也會達到輸出功率的18%～40%。因此，傳統(tǒng)的二極管整流電路已經(jīng)成為提高低壓、大電流dc/dc變換器效率的瓶頸。

　　由于mosfet不能像二極管那樣自動截止反方向電流，因此同步整流器的驅(qū)動是同步整流技術(shù)使用的一個關(guān)鍵。驅(qū)動方式的選取不僅關(guān)系到變換器能否正常工作，更決定了變換器性能。按照驅(qū)動方法的不同，同步整流分為自驅(qū)型和外驅(qū)型，兩者的主要區(qū)別在于，自驅(qū)型同步整流管的驅(qū)動電壓一般采用的是變壓器上或輔助繞組上的電壓，而外驅(qū)型同步整流管的驅(qū)動電壓是由外部同步整流驅(qū)動芯片產(chǎn)生的。本文將分別討論兩種同步整流驅(qū)動的方法，并闡述了同步整流中需要注意的問題。

　　由于正激變換器是最簡單的隔離降壓式dc/dc變換器，其輸出端的lc濾波器非常適合輸出大電流，可有效抑制輸出電壓紋波。所以，正激變換器成為低電壓大電流功率變換器的首選拓撲結(jié)構(gòu)。正激變換器必須采用磁復(fù)位電路，以確保變壓器勵磁磁通在每個開關(guān)周期開始時已經(jīng)復(fù)位，常見的磁復(fù)位方法有：有源鉗位、rcd鉗位、繞組復(fù)位、諧振復(fù)位等，如圖1所示。

　　rcd鉗位的方法雖然電路簡單，但是它大部分磁化能量消耗在鉗位電阻中，不利于效率的提高;有源鉗位雖然可以重復(fù)利用變壓器磁化能量和漏感能量，但是有源鉗位系統(tǒng)的控制帶寬受到限制，動態(tài)性能不好，并且它多用了一個鉗位開關(guān)，增加了驅(qū)動電路的難度和變換器的成本;而諧振復(fù)位由于諧振電壓比較高，因此對開關(guān)管的電壓應(yīng)力要求就更高;對于繞組復(fù)位的方法，結(jié)構(gòu)較簡單，磁復(fù)位時將能量回饋到輸入源中，并且對開關(guān)管的電壓應(yīng)力要求并不高。

　　2 自驅(qū)同步整流

　　2.1 柵極電荷保持驅(qū)動方法的基本原理

　　對于本文選用的繞組復(fù)位正激變換器，其傳統(tǒng)傳統(tǒng)自驅(qū)型同步整流的方法如圖2所示，在磁復(fù)位結(jié)束后，變壓器的電壓將為零，并且會保持在零直到下一周期開始，這樣續(xù)流管將沒有電壓提供驅(qū)動，電流會從其體二極管中流過，而其體二極管正向?qū)妷焊撸聪蚧謴?fù)特性差，導(dǎo)通損耗非常大，這是傳統(tǒng)自驅(qū)同步整流的主要缺點，因此提出了采用柵極電荷保持的同步整流方法，它的原理如圖3所示。

　　在t0時刻之前，輸入信號v1為0，開關(guān)s1關(guān)斷，電容c的初始電壓為0。在t0時刻，輸入信號v1為正，通過二極管d對電容c充電;在t1時刻，輸入信號v1為0，二極管d承受反壓截止，只要開關(guān)s1保持關(guān)斷，電容c上的電荷得以保持，v2維持高電平;在t2時刻，開關(guān)s1導(dǎo)通，電容c通過s1放電，v2變?yōu)?。如果c是同步整流管的柵極寄生電容，s1是一個輔助開關(guān)，那么在t1到t2這段時間內(nèi)，輸入驅(qū)動信號v1降為0時，同步整流管的柵極電壓仍可保持高電平。

　　2.2 柵極電荷保持驅(qū)動正激變換器

　　利用柵極電荷保持的驅(qū)動方法，傳統(tǒng)電壓驅(qū)動同步整流器在變壓器電壓死區(qū)時間內(nèi)，續(xù)流管體二極管的導(dǎo)通問題很容易解決，圖4給出了柵極電荷保持電壓驅(qū)動正激變換器的原理圖和主要波形。

　　在t0到t1的時間內(nèi)，開關(guān)管s1開通，變壓器副邊電壓變?yōu)樯险仑摬Ⅱ?qū)動s2和s4使它們導(dǎo)通。s3的柵極電容通過s4放電，s3的柵極電壓降為0，s3關(guān)斷，輸出電流流進s2。

　　在t1時刻主開關(guān)管s1關(guān)斷，變壓器進行磁復(fù)位，變壓器副邊電壓變?yōu)橄抡县摚瑂2和s4關(guān)斷，s3的柵極電容由流經(jīng)d1的電流充電。s3柵極為高電平導(dǎo)通，負載電流流經(jīng)s3。在t2時刻磁復(fù)位結(jié)束，變壓器副邊電壓變?yōu)?，由于二極管d1承受反壓截止，s4關(guān)斷，s3的柵極驅(qū)動電壓保持不變，因此，即使變壓器副邊電壓為0，s3仍然保持導(dǎo)通，繼續(xù)續(xù)流。s3的柵極電壓一直保持到下一個開關(guān)周期開始，也是s4導(dǎo)通之時，這就解決了死區(qū)時間內(nèi)s3體二極管續(xù)流導(dǎo)通的問題。

　　對于這種柵極電荷保持的自驅(qū)型同步整流方法，有一個重要的過程就是，在續(xù)流管s3續(xù)流結(jié)束時要將其柵極電荷放掉，否則當變壓器副邊電壓變?yōu)樯险仑摰臅r候，續(xù)流管會導(dǎo)通，有電流從漏極流向源極，并最終導(dǎo)致變壓器副邊，續(xù)流管和整流管形成一個回路，即副邊出現(xiàn)直通。而放掉續(xù)流管s3的柵極電荷必須依賴于副邊電壓變?yōu)樯险仑摚词箂4導(dǎo)通，將s3柵極電容上的電荷通過s4放掉，但是這里出現(xiàn)的情況是，當變壓器副邊電壓為上正下負使s4導(dǎo)通的時候，同時續(xù)流管s3的ds電壓也建立起來，如果s3的柵極電荷未放完，至少剩余的電荷仍能驅(qū)動s3時，這時s3就會正向?qū)ǎ娏骶蜁陕O通過s3流向源極，并經(jīng)過整流管s2回到變壓器副邊，這樣變壓器副邊電壓就被短路，s4就無法再導(dǎo)通，s3上的柵極電荷就一直存在，直到這些電荷因為驅(qū)動s3而消耗完，并又會進入下一次直通過程。如此惡性循環(huán)使變壓器副邊一直處于短路，即變換器副邊處于直通的狀態(tài)，情況嚴重的話會損壞整流管和續(xù)流管，甚至損壞變換器，因此必須用一種方法，在下個周期變壓器副邊電壓為上正下負之前就將s3的柵極電荷放掉，以保證不出現(xiàn)直通的現(xiàn)象。

　　如圖5所示，對原來的柵極電荷保持電路進行改進，將原邊ic產(chǎn)生的占空比分為兩路，一路通過加延時驅(qū)動主功率管，另一路通過驅(qū)動變壓器隔離驅(qū)動s4，因為變壓器副邊電壓為上正下負的建立和原邊主功率管s1的開通幾乎是同時的，那么采用圖中的方法后，當在原邊開關(guān)管開通之前，即變壓器副邊電壓變?yōu)樯险仑撝埃瑂4就由原邊提供的一個驅(qū)動而開通，并使得續(xù)流管s3的柵極電荷通過s4釋放掉，提前使s3關(guān)斷，從而避免了直通的發(fā)生，該方法其他電路的接法與以前提出的柵極電荷保持電路一樣，這樣，該電路即實現(xiàn)了柵極電荷保持的功能，又避免了變換器直通的發(fā)生。

　　如圖6所示，給出了改進后電路各個開關(guān)管的驅(qū)動波形，由圖中可以看出，在s1開通之前提前開通s4，將s3的柵極電荷放掉，避免了變壓器副邊直通的發(fā)生。

　　3 外驅(qū)同步整流

　　對于采用變壓器副邊電壓來驅(qū)動自驅(qū)型的同步整流，即該電壓上正下負的時候驅(qū)動整流管s2，該電壓下正上負的時候驅(qū)動續(xù)流管s3，由于這兩個驅(qū)動電壓采的是同一個電壓，因此這兩個驅(qū)動不會存在交疊，不需要進行處理。但是對于外驅(qū)型同步整流的方法，整流管和續(xù)流管的驅(qū)動之間必須加入死區(qū)，使兩個驅(qū)動不出現(xiàn)交疊的部分，進而防止變換器副邊出現(xiàn)直通。本文采用的外驅(qū)同步整流的原理框圖如圖7(a)所示。

　　本文中首先將原邊ic輸出的信號經(jīng)過驅(qū)動變壓器隔離傳輸?shù)礁边叄倮猛秸黩?qū)動芯片將這個信號進行處理，在同步整流芯片內(nèi)部可簡單看成是一個固定的電容，通過在外部接電阻形成rc沖放電來實現(xiàn)延時，最終通過芯片處理同時延時了整流管s2以及續(xù)流管s3驅(qū)動信號的上升沿，從而在兩個驅(qū)動之間加入死區(qū)，如圖7(b)中波形所示。

　　同時，因為副邊加了一個同步整流的芯片，而由于芯片本身工作的延時，使得輸出信號整體對輸入有一個延時，因此必須在原邊也加入一個電路來補償這個延時，較好的方法就是在原邊同樣加入一個同步整流芯片，這樣使得對驅(qū)動的控制更加方便和容易，而且可以保證足夠的驅(qū)動能力。

　　另外，可以通過對副邊兩個管子驅(qū)動的控制來實現(xiàn)整流管和續(xù)流管的零電壓開關(guān)：對于整流管來說，當變壓器副邊電壓變?yōu)樯险仑摚@時如果整流管的驅(qū)動還未建立，那么電流就會先從整流管的體二極管流過，如果此時再給整流管提供驅(qū)動，這時整流管的開通即為零電壓開通，但是考慮到效率的因素，必須保證電流在體二極管中流過的時間很短;而在關(guān)斷的時候，可以在變壓器副邊電壓變?yōu)橄抡县撝疤崆瓣P(guān)斷整流管，這樣就實現(xiàn)了整流管的零電壓關(guān)斷，同樣必須保證電流在體二極管中流動的時間很短。對于續(xù)流管采取同樣的方法，可以實現(xiàn)續(xù)流管的零電壓開關(guān)。

　　4 同步整流輕載注意事項

　　對于副邊采用傳統(tǒng)二極管續(xù)流工作的正激變換器來說，當負載電流進一步減小直至很輕時，將會出現(xiàn)電感電流斷續(xù)的工作情況，如圖8所示。

　　當副邊采用同步整流工作時，由于續(xù)流mosfet的雙向?qū)ǖ奶匦裕姼须娏饕３诌B續(xù)，因此在輕載的時候電感電流連續(xù)并能夠反向，如圖9所示，使得續(xù)流管中出現(xiàn)從漏極流向源極的電流，并產(chǎn)生一個流出輸出正端流進輸出負端的環(huán)流，這個環(huán)流會消耗環(huán)流能量，這個能量的大小和輸出濾波電感有關(guān)，輸出濾波電感越小，環(huán)流就會越大，環(huán)流能量越大，損耗也越大。所以由于同步整流器不能從ccm模態(tài)自動切換到dcm模態(tài)，輕載時就會產(chǎn)生很大的環(huán)流損耗，這種環(huán)流損耗會降低變換器在輕載時的效率，當負載輕載一定程度的時候，受環(huán)流的影響，變換器的效率會顯著下降，因此必須在效率出現(xiàn)顯著下降的時候?qū)⒆儞Q器從同步整流的工作狀態(tài)切換到二極管整流的工作狀態(tài)，來保證輕載時變換器的效率不至于太低，一般這個效率的拐點出現(xiàn)在負載的10%～25%之間。

　　本文中采用的切輕載的方法是：在變換器的原邊檢測電流信號，設(shè)定在效率出現(xiàn)拐點時的負載為切換的負載點，當檢測到電流小于該設(shè)定值后由原邊輸出一個信號，該信號傳遞到副邊并最終切斷同步整流信號，使變換器工作在二極管整流狀態(tài)。

　　此處，電流檢測是一個需要重點考慮的問題，在電感電流沒有反向時，變壓器原邊的電流始終是流進同名端留出異名端的，而在輕載的時候，由于電感電流反向，變壓器副邊流過同名端進異名端出的電流，原邊流過異名端進同名端出的電流，因此在檢測電流的時候必須能夠檢測到雙向的電流。

　　檢測電流一般有電阻和電流互感器等檢測方法，如果用電阻顯然可以檢測雙向的電流，但是考慮到損耗太大，因此電阻檢測不可行;如果用電流互感器檢測電流，那么電流互感器副邊的接法就必須考慮到能夠檢測雙向的電流，因此如圖10所示，電流互感器副邊與電阻串聯(lián)的二極管必須用齊納二極管，如果副邊用普通的二極管，在電流互感器流過反向電流的時候，由于二極管的阻斷作用，這個反向電流將不會被檢測到，換成齊納二極管后，當電流互感器流過反向電流的時候，齊納二極管被擊穿并穩(wěn)定在一個電壓值，電流互感器的副邊流過一個流進同名端的電流，并且電流互感器利用齊納二極管上的壓降來進行磁復(fù)位，因此就檢測到了原邊流過的反向電流。