新型的高壓輸入DC/DC小功率變流器
在一些特殊場合，需要將高輸入電壓（如1kV以上）變為低輸出電壓供給輔助電源等設備，因此需要選用能滿足高輸入電壓工況的DC/DC變流器。由于MOSFET的耐壓等級大都在1000V以下，IGBT耐壓等級雖然較高但用在小功率場合顯然不經濟，因此用傳統的DC/DC變換電路實現有一定難度。
三電平軟開關DC/DC變流器，其主開關器件的電壓應力為輸入電壓的一半。但它在輕載和高輸入電壓情況下不能實現零壓開通，控制復雜，且其副邊二極管要承受較大的電壓尖峰，選擇較為困難。亦有文獻提出采用開關管直接串聯技術，以提高輸入電壓的等級，但由于開關管特性不可能完全一致，因此存在多管串聯同步問題。
本文采取模塊化設計，利用基本模塊在輸入側串聯的方法解決直流輸入電壓高于開關管最高耐壓的矛盾。且在不增加控制復雜度的前提下，適當選取輸入側串聯模塊的級數，便可使輸入電壓高到幾千伏甚至上萬伏。
1 電路結構及工作原理
1.1 基本模塊介紹
圖1給出了基本模塊的結構，基本模塊由一半橋DC/DC變換電路及其驅動電路兩部分構成。
圖1 基本模塊結構
為了便于增加輸入側基本模塊的串聯級數，每個基本模塊均由相應的驅動芯片控制，驅動芯片由基本模塊自身供電，靠其自振蕩產生半橋電路的驅動信號。
采取50％恒占空比控制，為了避免半橋電路中橋臂的直通，應在其開關器件的驅動信號中加入一死區時間，其具體值由開關器件的開關特性決定。
1.2 主電路拓撲
主電路采取3個基本模塊在輸入側串聯，輸出側并聯的方式，其拓撲如圖2所示。
圖2 主電路拓撲
1.3 均壓均流原理分析
從主電路拓撲來看，輸入級由3個半橋結構的橋臂電容C1～C6串聯起來承受輸入電壓Vin，因此不可避免地存在電容的均壓問題；而輸出級由三組整流橋并聯起來共同對負載供電，故而存在均流問題。本電路靠輸出電壓VOUT在3個變壓器原邊的折算值對橋臂電容的箝位作用來實現均壓，在電壓均衡的基礎上自動均流。
1.3.1 均壓原理分析
電路未起動時，靠電阻R1～R6實現靜態均壓。
電路正常工作時，3個基本模塊同時向負載供應能量。如果模塊1由于變壓器輸出電壓值偏低而使4個整流二極管均處于反偏狀態，則模塊2和模塊3將向負載提供更多的能量而其承擔的電壓下降，模塊1承擔的電壓相應升高，從而促使使其整流橋導通，達到新的穩態時它們共同向負載提供能量。
理想情況下，認為副邊整流二極管的導通壓降相同，3個變壓器為參數一致的理想變壓器。下面以模塊2為例，分析半橋電路工作時橋臂電容電壓的變化情況。
當S3導通S4關斷時，等效電路如圖3（a）所示，電源電流i通過S3－T2－C4流通，該電流在對后級供能的同時對電容C4充電；而電容C3通過C3－S3－T2－C3以電流i3放電向后級供能。因此，此種情況下電容C3電壓下降而電容C4電壓上升。同樣分析可知，當S3關斷S4導通時電容C3電壓上升而電容C4電壓下降。
（a）理想等效電路 （b）實際等效電路
圖3 S3導通S4關斷時等效電路
當S3導通時，如果電容C3上的電壓偏高，它會以較大的電流i3放電，向后級供應較多的能量，使其電壓降低；反之如果電容C3上的電壓偏低，則它以較小的電流i3放電，向后級供應較少的能量，使其電壓升高。達到穩態時，電容C3電壓的有效值被箝位于Vp，其瞬時值圍繞Vp上下波動，Vp是輸出電壓VOUT折算到變壓器原邊的電壓，由式（1）決定。
當電路正常工作時，3個基本模塊的輸出均箝位于同一輸出電壓VOUT，故3個變壓器的原邊折算電壓相等，均為Vp。當開關管Sn導通時，電壓Vp對電容Cn上的電壓進行箝位，使其瞬時值圍繞Vp上下波動，有效值為Vp，此時Vp=Vin/6。
而在實際電路中，變壓器存在漏感和繞線電阻，圖3（b）給出了S3導通S4關斷時模塊2的等效電路，其中Ls表示變壓器漏感，r1和r2分別表示變壓器原、副邊繞組繞線電阻，Vp為理想變壓器的原邊折算電壓。同理，各個橋臂電容電壓的有效值均被箝位于Vp，但此時Vp和變壓器副邊繞組繞線電阻r2和模塊2的輸出電流iO2有關，即
實際電路中，整流二極管的導通壓降，變壓器的原副邊匝數和副邊繞組繞線電阻都會對均壓效果產生較大的影響。只要嚴格控制這些參數，便可取得良好的均壓效果。
1.3.2 均流原理分析
3個基本模塊輸入級的半橋單元為串聯結構，當它們承擔的電壓相同時，必定向后級供應相同的能量。當3個基本模塊的效率相同時，它們輸出的能量也應相同。而3個基本模塊輸出級的全橋整流單元均箝位于同一輸出電壓VOUT，故3個模塊向負載提供的電流相同。可見，在電壓均衡的基礎上，本電路可自動實現均流。
另外，由于本拓撲不存在環流通路，所以，即使在3路電流略有不均的情況下也不會產生環流。
1.4 起動過程分析
實際電路中3個基本模塊的器件性能和元件參數的不一致性，使得當輸入電壓Vin逐漸上升時，3個基本模塊很難做到同時起動。
在3個基本模塊均未起動時，由于電阻R1～R6的靜態均壓作用，使得3個基本模塊承擔的電壓相同。如果某一時刻，模塊1已起動，但模塊2和模塊3還均未起動，模塊1承擔的電壓將因其向后級供能而降低，模塊2和模塊3承擔的電壓則相應提高，從而逐一啟動。由于控制芯片有UVLO滯環控制，首先起動的模塊1將不會因其承擔的電壓降低而停止工作。
2 仿真與實驗
2.1 仿真結果及分析
為了驗證均壓原理的正確性，用Sable仿真軟件對圖2所示的拓撲進行了仿真。仿真模型中，橋臂電容C1～C6均為22μF，整流二極管正向導通壓降為0.76V，輸入電壓Vin為1000V，輸出功率50W。圖4給出的仿真結果，各曲線從上到下分別表示電容C1～C6的“＋”端和直流負母線之間的電壓。
（a）變壓器參數一致 （b）變壓器參數不一致
圖4 變壓器原副邊匝比對均壓影響的仿真結果
圖4（a）為3個基本模塊變壓器參數一致，原邊匝數均為75匝，副邊匝數均為112匝時的仿真結果；圖4（b）為基本模塊1變壓器副邊匝數偏小10％，即副邊匝數為101匝時的仿真結果。可見，變壓器原副邊匝比對均壓性能影響明顯，變壓器原副邊匝比偏大的模塊，其橋臂電容承擔的電壓較大。圖4（a）對應的仿真輸出電壓為247.32V，圖4（b）對應的仿真輸出電壓為238.61V，可以驗證，各電容承擔電壓的仿真值與理想情況下的理論分析結果〔按式(1)得出的計算結果〕相符。
圖5（a）給出了模塊1的橋臂電容值偏大20％時的仿真結果，圖5（b）給出了模塊1變壓器漏感偏大20％時的仿真結果。仿真結果說明它們對均壓性能影響甚小，與理論分析相符。
（a）橋臂電路值偏大 （b）變壓器漏感偏大
圖5 某一橋臂電容與變壓器漏感偏大對均壓性能影響的仿真結果
2.2 實驗
本文設計了一個輸入電壓為800～1200V的直流電源，輸出電壓為直流200～400V，輸出功率為50W的樣機來驗證其原理。樣機中采用的主電路元器件及參數為：電容C1～C6均為22μF/400V；變壓器原邊匝數75匝，副邊匝數112匝；整流二極管選取快恢復二極管FR107。參數設計的具體步驟不再贅述，請參考文獻[2]。
帶載和空載時實驗數據如下。
2.2.1 帶載實驗（帶載56W）
輸入電壓Vin=987V，輸出電壓Vo=237V。帶載時C1～C6承受的電壓如表1所列。
表1 帶載時C1～C6承受的電壓 V
| C1 | C2 | C3 | C4 | C5 | C6 |
|---|---|---|---|---|---|
| 164.1 | 164.1 | 166.2 | 166.2 | 163.2 | 163.2 |
2.2.2 空載實驗
輸入電壓Vin=991.5V，輸出Vo=298.8V。空載時C1～C6承受的電壓如表2所列。
表2 空載時C1～C6承受的電壓 V
| C1 | C2 | C3 | C4 | C5 | C6 |
|---|---|---|---|---|---|
| 165.5 | 165.5 | 170.9 | 170.9 | 159.3 | 159.3 |
由帶載和空載實驗數據可知，電容均壓情況良好。C3、C4上的電壓偏高是因為第二個基本模塊的變壓器在實際繞制時原副邊匝比略有偏大所致。
圖6給出了3個基本模塊變壓器副邊的電壓波形，同時可以測得電路正常工作時3個基本模塊的工作頻率分別為46.6797kHz，43.1505kHz，44.4365kHz，可見3個基本模塊工作于不同頻率，無須同步。
圖6 3個變壓器副邊的波形
3 結語
本文提出了一種適用于高壓輸入的DC/DC小功率變流器拓撲。該拓撲采取模塊化設計；控制策略簡單，各模塊獨立控制，無須同步；該電路可實現自動均壓均流，無須附加措施，且不存在環流危害。當輸入電壓Vin變高時，只須增加輸入側基本模塊的串聯級數即可，因此本電路在高壓輸入下，特別是輸入電壓高達幾千伏甚至上萬伏時，具有很高的實用價值。
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